计划是采用一个开闭限定电扇，这种计划固然大略，但恶果万分低，由于电扇供应的制冷能量远远高于本质需求。其余，这种开闭限定计划发生的噪声很大。欺骗脉宽调制技巧(PWM)能够升高电扇的事情恶果和安靖性，但PWM计划并非现在最好的处理计划。本文提出了两种取代计划，一种基于线性调整器架构，另一种基于开闭调整器架构，它们都能够直接欺骗PWM调制信号限定3线电扇的转速，供应更

　　样板的电扇限定器可供应PWM信号输出，对电扇速率举办限定。寻常状况下，低频信号(30~100Hz)通过占空比可调信号限定电扇马达的导通和断开，从而调整电扇的转速。不幸的是，对3线电扇(电源、地和转速计输出)电源举办斩波限定会限制转速计信号(供应给电扇限定器的反应信号)，由于信号正在占空比的低电平日期被截止，从而影响限定环途。极少电扇限定器试图抵偿这些影响，但效益不佳。别的，瓜代地开闭电扇还会发生“喀嗒”噪声。

　　一种处理计划是采用低通滤波器滑润PWM信号，然后欺骗滑润后的信号限定线V电扇，限定电压的样板值为5~12V，能够利用一个低价的线性调整器驱动电扇。其余，电途中须要引入RC滤波电途对PWM输出举办滑润处分，然后通过一个运放缓冲或外部调整器对电流举办放大。这种计划道理上是可行的，然则假若没有分外的掩护将很容易变成电途损坏，电扇一朝短途就会损坏所有电途。

　　通用的线性调整器万分适合电扇驱动使用。线性调整器由运算放大器、导通晶体管、限流器、短途掩护电途及高温掩护电途构成，全数效力电途都集成正在一个封装内，代价也万分合理。更主要的是，样板的线A的电流，可满意绝大部门电扇限定的需求。

　　正在样板使用中，限定器将100Hz的PWM信号施加到导通晶体管的基极，遵循PWM的占空比触发电扇电机电流的导通和断开，从而限定电扇的转速。图1电途采用100Hz的PWM信号限定电扇，PWM信号由U1(双通道温度监控器MAX6639，带有两途自愿PWM电扇速率限定输出)的漏极开途输出供应。这个电途不是限定导通晶体管的通断，而是用图1所示PWM信号限定线)的输出电压。RC滤波电途滑润PWM输出，光阴常数等于R1、R2A和R2B的戴维南等效电阻与电容C1的乘积。

　　U2调整输出电压，使VOUT与ADJ之间的电压安靖正在1.25V。假设不计U1对输出的影响，则U2的输出电压等于1.25V×(1+R2/R1)，此中R2=R2A+R2B。假设要商量U1的限定感化，则需预防是R2A裁夺了最小输出电压。当U1的PWM极性限定位树立成正极性占空比时，占空比为0%的输生产生很小的PWM信号，使漏极开途输出相接导通，等效于R2B短途。正在这种状况下，R2A(3.3kΩ)裁夺最小输出电压为4.7V。对保留有用的转速信号并同时最小化电扇的功耗而言，这个电压曾经足够低。

　　R2B与R2A的和确定VOUT的最大值。当占空比为100%时，漏极开途输出保留正在开途状况，R2B正在分压收集发挥出最大值，7.5kΩ的R2B对应于12.5V最大电压。C1和C4是样板的旁途电容，C3为U2的输出电容，C3被用来滑润输出电压并为电扇供应互换电流。

　　线性调整器驱动计划能够供应有用的转速限定以及高温、短途掩护，但它的功耗较大。关于低功率电扇，增众分外功耗或者不是题目，但大功率电扇或者无法担当分外的功耗。当电压差为7V、电流等于500mA时，调整器或者导通晶体管须要破费3.5W功率，这将带来散热题目。然则，电扇往往被用于冷却其它电途，而不是冷却电扇限定器自己。

　　为寻求一种恶果更高、功耗更低的电源统治计划，可商量开闭调整器。就像前面先容的线性调整器驱动计划相似，开闭调整器计划须要对电扇限定器输出的低频PWM信号举办滑润和电平转换。这里的温度监控器仍选取MAX6639。

　　开闭调整用具有众种拓扑机闭，供应商也良众，是以选取准确的开闭调整器并非易事。针对本文使用的选取边界可大大缩小，由于这里采用的开闭调整器有极少奇特条件：一是它务必是降压型的，能够把12V的条记本电池或外部电池电压降到5V；二是它务必正在电扇短途时供应限流掩护，正在联贯充电器直接事情时担当肯定的高压，并具备内部驱动晶体管和大略的电压反应电途。遵循这些准则，咱们选取了如图2所示的MC33063A(U2)。

　　U2被筑设成一个守旧的降压型调整器，由于该电途采用片内晶体管，因而务必担保峰值电流低于1.5A的特定控制值。降压型打算的峰值电流为Ipk=2IOUT，是以务必将IOUTMAX控制正在750mA以内。R3被用来控制峰值电流，R3=0.3V/Ipk。当R3=0.5Ω时，峰值电流控制正在600mA，从而许可利用额定电流较小的电感和通用的1A肖特基二极管。

　　为湮灭听获得的噪声，条件选取适应的C1，将开闭调整器的振荡频率树立正在超声波频率边界内(50kHz)。50kHz的振荡频率可供应较高恶果，而无需利用大尺寸电感。商量到最小输出电压为5V，选取L1为50μH。

　　本质的输出电压会略微低浸，由于U1的PWM输出不是以真正的地为参考，本质参考电压为输出晶体管导通电阻Rds乘以2mA(即U2第5引脚上的基准电压1.25V除以R1B的阻值600Ω)。根据上述会商，当占空比为0%时，输出电压为12.5V；当占空比为100%时，输出电压为5V。往往还能够欺骗限定位反转PWM的输出极性，来轻松得到相反的结果。

　　但占空比为50%时，C4滑润PWM输出。大的容值有助于减小纹波，但会增众响当令间。为平均响当令间和纹波目标，创议选取1μF电容。

　　当第5引脚上的电压越过1.25V时，U2的滞后反应信号将闭塞输出。因为采用了大略的RC滤波电途，当C4电压越过U2的基准电压时，正在占空比为50%时能够闭塞输出。这种效应能够通过增大输出电容C2举办抵偿。C2正在负周期为电扇供电。为选取准确的电容值，务必举办试验，由于该值与转速计事情时的最低电压、最小占空比、电扇噪声等成分相闭。

　　正在图2中，基于10%的最小占空比、1V输出纹波电压，选取C2的容值为470μF，它正在12V时可接收175mA电流。当然也能够选取更大容值的电容，但其本钱高且尺寸大。人人半电扇往往许可肯定的电压纹波，环节是不行使电扇的驱动电压太低，乃至转速计的事情没有保证，或者电扇的电压调整发生噪声。

　　末了须要夸大的是，图2电途正在调整电扇转速时比图1电途具有更高恶果。图3对这两种电途的恶果举办了较量。